Транзисторы работающие как реле в ключевом режиме

Структура

Свойства IGBT в большой степени определяются паразитными элементами, имеющимися в структуре транзистора. Накопление заряда и его последующее рассасывание приводят к появлению потерь переключения, созданию эффекта запоминания и появлению так называемого «хвостового» тока при выключении. Для лучшего понимания происходящих процессов и возможных механизмов отказа рассмотрим эквивалентную электрическую схему IGBT (рис. 17).

Рис. 17. Ячейка IGBT (NPT-структура с планарным затвором):
а) паразитные элементы структуры;
б) эквивалентная электрическая схема с паразитными элементами

Описание физической природы паразитных конденсаторов и резисторов, показанных на рисунке, приведено в таблице 1.

На эквивалентной электрической схеме IGBT кроме внутренних резисторов и конденсаторов показан «идеальный MOSFET», NPN-транзистор в области затвора (n+-эмиттерная область (эмиттер)/р+-карман (база)/n—-дрейфовая область с боковым резистором р+-кармана под эмиттерами в качестве сопротивления «база–эмиттер» R_W) и PNP-транзистор (p+ в эмиттере/n—-дрейфовая область — база/р+-карман — коллектор), образующий в сочетании с NPN паразитную тиристорную структуру. Этот тиристор может защелкиваться при выполнении следующего условия:

где α_npn, α_pnp = α_Т×g_Е — усиление тока транзисторов в базовых цепях; М — коэффициент усиления; α_Т — коэффициент переноса базы; γ_Е — эффективность эмиттера.

Защелкивание приводит к потере управляемости IGBT и его отказу, это состояние должно быть исключено во всех статических и динамических режимах за счет грамотного проектирования конструкции, корректного выбора резисторов затворов и снабберных цепей. Как правило, открывание паразитного тиристора происходит на критических скоростях переключения (динамическое защелкивание из-за увеличения дырочного тока относительно номинального уровня) или при превышении критического значения плотности тока, которое снижается с ростом температуры чипа.

Каждое новое поколение ключей обладает более высокой стойкостью к защелкиванию, основной причиной которого у современных IGBT является многократное превышение номинальной плотности тока при выключении.

Одним из технологических способов подавления паразитной триггерной структуры является уменьшение сопротивления «база–эмиттер» R_W субтранзистора NPN путем высокого легирования p+-кармана под n-эмиттерами и сокращения длины n-эмиттера таким образом, чтобы пороговое напряжение перехода «база–эмиттер» NPN-транзистора не достигалось при всех условиях эксплуатации. Кроме того, дырочный ток (базовый ток NPN) поддерживается на минимальном уровне за счет снижения коэффициента передачи тока PNP-транзистора. Отметим, что в любом случае приходится находить компромисс между динамическими характеристиками и надежностью с одной стороны, и параметрами проводимости — с другой.

Пределы работы

пробой оксида ворота

Оксида затвора очень тонкая (100 нм или меньше), так что он может выдержать лишь ограниченное напряжение. В справочных данных, производители часто заявляют максимальный ворота к источнику напряжения, около 20 V, и превышение этого предела может привести к разрушению компонента. Кроме того, высокие ворота источника напряжения значительно сокращает срок службы полевого МОП — транзистора, с практически никаких преимуществ по R _DSon сокращения.

Чтобы справиться с этой проблемой, А драйвер затвора схема часто используется.

Максимальный сток к источнику напряжения

Силовой МОП — транзисторы имеют максимальный указанный слив для напряжения источника (в выключенном состоянии ), за которой пробой может произойти. Превышение напряжения пробоя приводит устройство в поведении, что потенциально может повредить его и другие элементы схемы из — за чрезмерной рассеиваемой мощности.

Максимальный потребляемый ток

Ток стока должен как правило , остаются ниже определенного заданного значения (максимальный непрерывный ток стока). Она может достигать более высоких значений в течение очень коротких периодов времени (максимальный ток в импульсном режиме слива, иногда указаны для различных длительностей импульсов). Ток стока ограничивается нагревом из — за резистивные потери во внутренних компонентах , таких как провода облигаций и другие явления , таких как электромиграции в металлическом слое.

максимальная температура

Температура перехода (T _J ) МОП — транзистора должны оставаться под определенным максимальным значением для устройства с функцией надежно, определяется расположение матрицы MOSFET и упаковочных материалов. Тара часто ограничивает максимальную температуру перехода, в связи с формовочной массы и (когда используют) эпоксидных характеристик.

Максимальная рабочая температура окружающей среды определяется рассеиваемой мощности и тепловым сопротивлением . Тепловое сопротивление переход-случае присуща устройству и упаковки; случай к окружающей тепловое сопротивление в значительной степени зависит от платы / макет монтажа, heatsinking зона и воздух / поток текучей среды.

Типа рассеиваемой мощности, является ли непрерывным или импульсным, влияет на максимальную рабочую температуру , из — за тепловые массовые характеристики; в общем случае , снизить частоту импульсов для данной рассеиваемой мощности, тем выше максимальной рабочей температуры окружающей среды, что позволяет за счет более длительный интервал для устройства для охлаждения. Модели, такие как сети Фостера , могут быть использованы для анализа динамики температуры от мощности переходных процессов .

Безопасная рабочая зона

Область безопасной работы определяет объединенные диапазоны тока стока и стоком к источнику напряжения МОП — транзистор мощности способен обрабатывать без повреждений. Оно представлено в графическом виде как область , в плоскости , образованной этих двух параметров. И ток стока и сток-исток напряжение должны оставаться ниже их соответствующих значений максимальных, но их продукт также должен оставаться ниже максимальной рассеиваемой мощностью устройство может обрабатывать. Таким образом, устройство не может работать при максимальном токе и максимальным напряжением одновременно.

Режим усиления МОП-транзистора

Более распространенным у транзисторов MOSFET является режим усиления, он обратный для режима истощения. Здесь проводящий канал слаболегированный или даже нелегированный, что делает его непроводящим. Это приводит к тому, что устройство в режиме покоя не проводит ток (когда напряжение смещения затвора равно нулю). На схемах для обозначения МОП-транзисторов такого типа используют ломаную линию, чтобы обозначить нормально открытый токоизолирующий канал.

Для повышения N-канального МОП-транзистора ток стока будет течь только тогда, когда напряжение на затворе прикладывается к затвору больше, чем пороговое напряжение. При подаче положительного напряжения на затвор к п-типа MOSFET (что это, режимы работы, схемы включения, описаны в статье) привлекает большее количество электронов в направлении оксидного слоя вокруг затвора, тем самым увеличивая усиление (отсюда название) толщины канала, позволяя свободнее протекать току.

Схема полевого JFET-транзистора с управляющим PN-переходом

В нашем примере мы тоже будем использовать вместо “тротуара” полупроводник N-типа. То есть мы имеем какой-либо брусочек из N полупроводника. В нем преобладают электроны. Конечно, их не так много, как в проводниках, но все же их достаточно, чтобы через этот брусок  мало-мальски тёк электрический ток.

Что будет, если на него подать напряжение? Как я уже сказал, хотя в  N полупроводнике избыток электронов, но их все равно не так много, как в проводниках. Поэтому через этот кусок N полупроводника побежит электрический ток, если мы приложим к нему постоянное или переменное напряжение.

Вы ведь не забыли, что хотя электроны и бегут к плюсу, но за направление электрического тока  во всем мире принято движение от плюса к минусу источника напряжения?

А теперь давайте впаяем в этот брусок полупроводник P-типа. Получится что-то типа этого:

Можно сказать, что у нас уже получился полевой транзистор.

На границе касания теперь образовался PN-переход с небольшим запирающим слоем!

Итого, у нас получился “кирпич” с тремя выводами.

Статические параметры IGBT

Статические и переходные характеристики IGBT-транзистора, работающего с антипараллельным диодом и без него, показаны на рис. 18. Рассматриваются следующие стационарные состояния IGBT.

Рис. 18.
a) Выходные характеристики n-канального IGBT;
б) передаточная характеристика IC = f(VGE)

Выключение и лавинный пробой

Если сигнал включения затвора меньше порогового уровня V_GE(th), то при приложенном напряжении «коллектор–эмиттер» V_CE через IGBT протекает пренебрежимо малый ток утечки. При увеличении V_CE обратный ток плавно растет, однако когда напряжение на коллекторе достигает предельной величины V_CES, начинается лавинный пробой PIN-перехода: p+-карман/n-дрейфовая зона/n+-эпитаксиальный слой. Уровень V_(BR)VES в первом приближении соответствует напряжению пробоя V_CER биполярного PNP-транзистора, входящего в IGBT-структуру. Последующее лавинообразное нарастание тока в коллектор-базовом диоде приводит к разрушению IGBT. При этом области базы и эмиттера практически закорочены металлизацией эмиттера — между ними нет ничего, кроме бокового резистора p+-кармана.

Включение (1 квадрант)

Прямая характеристика IGBT (при положительном напряжении и токе коллектора V_CE и I_C) имеет две характерные зоны (рис. 18):

Активная область.

Если сигнал управления затвором V_GE незначительно превышает пороговое значение V_GE(th), то большая часть его компенсируется за счет токового насыщения (горизонтальный участок характеристики), ток коллектора I_C зависит от величины V_GE. Как показано на рис. 17, крутизна прямой характеристики IGBT определяется следующим образом:

Крутизна нарастает пропорционально I_C и V_GE и спадает с увеличением температуры кристалла. При коммутации силовых модулей, содержащих несколько параллельных чипов, активное состояние имеет место только в процессе переключения. Постоянная работа силовых ключей в активном режиме недопустима, поскольку порог V_GE(th) падает при нагреве, и даже небольшой разброс характеристик индивидуальных кристаллов приведет к значительному тепловому и токовому небалансу.

Область насыщения.

Состояние насыщения, соответствующее включенному состоянию IGBT в процессе коммутации (крутая часть выходной характеристики), достигается в том случае, когда величина тока коллектора зависит только от внешних цепей (нагрузки). Поведение транзистора при этом определяется напряжением насыщения «коллектор–эмиттер» V_CE(sat). Протекание тока по n—-дрейфовой зоне за счет неосновных носителей приводит к насыщению ключа. Отметим, что величина V_CE(sat) для IGBT намного ниже, чем прямое падение напряжения MOSFET аналогичного класса напряжения. У большинства современных ключей напряжение насыщения имеет положительный температурный коэффициент, и только PT-IGBT-структура является исключением.

Инверсный режим (3 квадрант)

В инверсном режиме работы меняется полярность p—n-перехода в области коллектора IGBT, его предельное обратное напряжение, как правило, не превышает 20 В. Перспективные RB IGBT с симметричной блокирующей способностью имеют встроенный быстрый последовательный диод (в отличие от обычных транзисторов, снабженных антипараллельным диодом).

Измерения и моделирование

Измерения проводились на одной стойке трехфазного инвертора с номинальным током 150 А MiniSKiiP 39AC12T4V1 (рис. 13) и напряжением «коллектор–эмиттер» 1200 В. Верхнее (ТОР) и нижнее (ВОТ) плечо полумоста состоят из двух параллельно соединенных 75-А чипов IGBT Trench 4 c внутренними резисторами затвора R_Gint = 10 Ом. Сопротивления R_Gint необходимы для подавления паразитной связи между параллельными транзисторами, возникающей из-за разницы пороговых напряжений.

Рис. 13. Внешний вид и электрическая схема модуля MiniSKiiP 39AC12T4V1

В данном тесте, как и в предыдущем случае, выключение диода D₂ происходит при открывании оппозитного транзистора IGBT Т₁. На рис. 14 (слева) показана схема испытаний. Поскольку напряжение «затвор–эмиттер» V_GE’ не может быть измерено непосредственно на чипе, оно получено путем моделирования, результаты которого представлены на рис. 15. Внешний резистор затвора для режима включения и выключения (R_G = 1 Ом) выбран из спецификации модуля.

Рис. 14.
a) Схема проверки динамических характеристик модуля MiniSKiiP 39АС12T4V1 с дополнительной емкостью CGEext;
б) результаты измерений

Тесты показывают, что эффект Миллера является доминирующим фактором влияния на цепь затвора модулей с внутренними резисторами R_Gint. По этой причине эффект от действия паразитных индуктивностей в данном случае не рассматривался.

На рис. 14 (справа) показаны эпюры тока коллектора I_C Т₁ и напряжения «коллектор–эмиттер» V_CE Т₂ при включении транзистора Т₁. Характер кривой V_CE Т₂ определяется диодом D₂: при нарастании на нем обратного напряжения уровень сигнала V_CE Т₂ увеличивается в той же степени. Одновременно, из-за наличия емкости Миллера у транзистора Т₂, возникает ток смещения, проходящий в направлении затвора. В результате растет напряжение управления, что приводит к ложному включению Т₂. При этом возникает сквозной ток в цепи от V_CC+ к V_CC– и увеличиваются потери энергии на транзисторах Т₁ и Т₂.

Ложное срабатывание IGBT Т₂ видно на кривой коллекторного тока I_C Т₁. Затененная область, соответствующая фазе спада обратного тока диода, определяет длительность паразитного включения Т₂.

На рис. 15 представлено напряжение «затвор–эмиттер» IGBT Т₂ без внешней затворной емкости C_Gext (слева) и при C_Gext = 10 нФ (справа). Моделирование показывает, что измерение «внешнего» значения V_GE не дает информации о причине паразитного включения, которое является следствием повышения «внутреннего» напряжения V_GE’. Это связано с соотношением номиналов внешнего R_G и внутреннего R_Gint сопротивления затвора. Поскольку через них проходит один и тот же ток, уровень сигнала на R_Gint значительно больше, чем на R_G.

Рис. 15. Результаты моделирования режимов работы MiniSKiiP 39АС12T4V1:
a) без внешней емкости затвора;
б) при CGExt = 10 нФ

Принцип использования внешних затворных емкостей для уменьшения влияния эффекта Миллера, продемонстрированный на примере MiniSKiiP 24NAB12T4V1, оказался малоэффективным с модулем MiniSKiiP 39AC12T4V1. Это связано с тем, что на внутреннем сопротивлении затвора падает большая часть напряжения, наводимого током смещения через емкость Миллера. В данном случае достаточная степень защиты от ложных переключений может быть обеспечена только при использовании отрицательного напряжения выключения V_GEoff.

Полевые транзисторы с изолированным затвором (МДП-транзисторы)

Термин «МДП-транзистор» используется для обозначения полевых транзисторов, в которых управляющий электрод – затвор – отделен от активной области полевого транзистора диэлектрической прослойкой – изолятором. Основным элементом для этих транзисторов является структура металл-диэлектрик-полупроводник (М-Д-П).

Технология МДП-транзистора с встроенным затвором приведена на рисунке:

Исходный полупроводник, на котором изготовлен МДП-транзистор, называется подложкой (вывод П). Две сильнолегированные области n+ называется истоком (И) и стоком (С). Область подложки под затвором (З) называется встроенным каналом (n-канал).

Физической основой работы полевого транзистора со структурой металл-диэлектрик-полупроводник является эффект поля. Эффект поля состоит в том, что под действием внешнего электрического поля изменяется концентрация свободных носителей заряда в приповерхностной области полупроводника. В полевых приборах со структурой МДП внешнее поле обусловлено приложенным напряжением на металлический электрод-затвор. В зависимости от знака и величины приложенного напряжения могут быть два состояния области пространственного заряда (ОПЗ) в канале – обогащение, обеднение.

Режиму обеднения соответствует отрицательное напряжение Uзи, при котором концентрация электронов в канале уменьшается, что приводит к уменьшению тока стока. Режиму обогащения соответствует положительное напряжение Uзи и увеличение тока стока.

ВАХ представлена на рисунке:

Топология МДП-транзистора с индуцированным (наведенным) каналом р-типа приведена на рисунке:

При Uзи = 0 канал отсутствует и Ic = 0. Транзистор может работать только в режиме обогащения Uзи < 0. Если отрицательное напряжение Uзи превысит пороговое Uзи.пор, то происходит формирование инверсионного канала. Изменяя величину напряжения на затворе Uзи в области выше порогового Uзи.пор, можно менять концентрацию свободных носителей в инверсионном канале и сопротивление канала. Источник напряжения в стоковой цепи Uси вызовет ток стока Iс.

ВАХ представлена на рисунке:

В МДП-транзисторах затвор отделен от полупроводника слоем окисла SiO2. Поэтому входное сопротивление таких транзисторов порядка 1013…1015 Ом.

К основным параметрам полевых транзисторов относятся:

• Крутизна характеристики при Uсп = const, Uпи = const. Типичные значения параметра (0,1…500) мА/В;
• Крутизна характеристики по подложке при Uсп = const, Uзи = const. Типичные значения параметра (0.1…1) мА/В;
• Начальный ток стока Iс.нач. – ток стока при нулевом значении напряжения Uзи. Типичные значения параметра: (0,2…600) мА – для транзисторов с управляющим каналом p-n переходом; (0,1…100) мА – для транзисторов со встроенным каналом; (0,01…0,5) мкА – для транзисторов с индуцированным каналом;
• Напряжение отсечки Uзи.отс.. Типичные значения (0,2…10) В; пороговое напряжение Uп. Типичные значения (1…6) В;
• Сопротивление сток-исток в открытом состоянии. Типичные значения (2..300) Ом
• Дифференциальное сопротивление (внутреннее): при Uзи = const;
• Статистический коэффициент усиления: μ = S · ri

Схема источника стабилизированного тока на MOSFET транзисторах

Ниже показана базовая схема источника стабилизированного тока на MOSFET транзисторах:

Рисунок 1 – Базовая схема источника стабилизированного тока на MOSFET транзисторах

На мой взгляд, она удивительно проста – два NMOS-транзистора и один резистор. Давайте посмотрим, как она работает.

Как видите, сток Q₁ накоротко замкнут с затвором. Это означает, что V_затвор = V_сток (V_G = V_D), и, следовательно, V_{затвор-сток} = 0 В (V_GD = 0 В). Итак, Q₁ находится в области отсечки, области триода или области насыщения? Он не может быть заперт, потому что, если ток не протекает через канал, напряжение на затворе будет равно напряжению питания (V_DD), и, следовательно, V_{затвор-исток} (V_GS) будет больше, чем пороговое напряжение V_порог (можно смело предположить, что V_DD выше, чем V_порог). Это означает, что Q₁ всегда будет в режиме насыщения (также называемом «активным» режимом), потому что V_{затвор-сток} = 0 В, и одним из способов выражения условия насыщения MOSFET транзистора является то, что V_{затвор-сток} должно быть меньше, чем V_порог.

Если вспомнить, что через затвор полевого MOSFET транзистора не течет устойчивый ток, мы можем увидеть, что опорный ток I_опор будет равен току стока Q₁. Мы можем настроить значение этого опорного тока, выбрав соответствующее значение для резистора настройки R_настр. Так какое отношение всё это имеет к Q₂? Итак, на ток утечки полевого MOSFET транзистора при насыщении влияет отношение ширины канала к его длине и напряжение затвор-исток:

\

На данный момент мы игнорируем модуляцию длины канала; следовательно, как показывает формула, ток стока не зависит от напряжения сток-исток

Теперь обратите внимание, что истоки у обоих полевых транзисторов подключены к земле, и что их затворы замкнуты вместе – иными словами, оба имеют одинаковое напряжение затвор-исток. Таким образом, если предположить, что оба устройства имеют одинаковые размеры канала, их токи стока будут одинаковыми, независимо от напряжения на стоке Q2

Это напряжение обозначено как Vит, что означает напряжение на компоненте источника тока; это помогает напомнить нам, что Q2, как и любой хорошо работающий источник тока, генерирует ток смещения, который не зависит от напряжения на его клеммах. Еще один способ сказать это – Q2 имеет бесконечное выходное сопротивление:

Рисунок 2 – Q₂ имеет бесконечное выходное сопротивление

В этих условиях ток никогда не протекает через выходное сопротивление R_вых, даже если V_ит очень велико. Это означает, что ток смещения всегда в точности равен опорному току.

Распространенным названием для этой схемы является «токовое зеркало». Вы, вероятно, можете понять, почему – ток, генерируемый правым транзистором является зеркальным отражением (т.е. равным) опорному току, протекающему через левый транзистор

Это название особенно подходит, когда вы принимаете во внимание визуальную симметрию, демонстрируемую представлением типовой схемы

Кстати, для старых микросхем часто требовался внешний резистор для R_настр. Однако в настоящее время производители используют встроенные резисторы, которые обрезаются при производстве для достижения достаточной точности.

Типы МОП-транзистора (MOSFET)

На основе режима эксплуатации МОП-транзисторы можно разделить на два типа.

• Режим насыщения
• Режим истощения

Режим насыщения

В этом режиме отсутствует проводимость при нулевом напряжении, что означает, что оно по умолчанию закрыто или «ВЫКЛ», так как канал отсутствует. Когда напряжение затвора увеличивается больше, чем напряжение источника, носители заряда (дырки) смещаются, оставляя позади электроны, и, таким образом, устанавливается более широкий канал.

Напряжение на затворе прямо пропорционально току, то есть с увеличением напряжения на затворе ток увеличивается и наоборот.

Классификация режима насыщения МОП- транзисторов

Усовершенствованные МОП-транзисторы можно классифицировать на два типа в зависимости от типа используемого легированного субстрата (n-типа или p-типа).

• N-канальный тип насыщения MOSFET
• P-канальный тип насыщения MOSFET

N-канальный тип насыщения MOSFET

• Слегка легированная субстрат P-типа образует корпус устройства, а исток и сток сильно легированы примесями N-типа.
• N-канал имеет электроны в качестве основных носителей.
• Подаваемое напряжение затвора положительно для включения устройства.
• Он имеет более низкую собственную емкость и меньшую площадь соединения из-за высокой подвижности электронов, что позволяет ему работать на высоких скоростях переключения.
• Он содержит положительно заряженные примеси, что делает преждевременным включение полевых МОП-транзисторов с N-каналом.
• Сопротивление дренажу низкое по сравнению с P-типом.

P-канальный тип насыщения MOSFET

• Слегка легированная подложка N-типа образует корпус устройства, а исток и сток сильно легированы примесями P-типа.
• P-канал имеет отверстия в качестве основных носителей.
• Он имеет более высокую внутреннюю емкость и малую подвижность отверстий, что делает его работающим при низкой скорости переключения по сравнению с N-типом.
• Подаваемое напряжение затвора является отрицательным для включения устройства.
• Водостойкость выше по сравнению с N-типом.

Режим истощения

В этом типе канал уже установлен, и очевидно, что проводимость происходит даже при нулевом напряжении, и он открыт или включен по умолчанию. В отличие от типа насыщения, здесь канал лишен носителей заряда, чтобы уменьшить ширину канала.

Напряжение на затворе обратно пропорционально току, т. Е. С увеличением напряжения на затворе ток уменьшается.

Классификация режима истощения МОП-транзисторов

Истощающие МОП-транзисторы могут быть классифицированы на два типа в зависимости от типа используемого легированного субстрата (n-типа или p-типа).

• Тип истощения канала N МОП-транзистор
• Тип истощения канала P МОП-транзистор

Тип истощения канала N МОП-транзистор

• Полупроводник P-типа образует подложку, а исток и сток сильно легированы примесями N-типа.
• Применяемое напряжение на затворе отрицательное.
• Канал обеднен свободными электронами.

Тип канала истощения канала MOSFET

• Полупроводник N-типа образует подложку, а исток и сток сильно легированы примесями N-типа.
• Поданное напряжение затвора положительное.
• Канал обеднен свободными отверстиями.

Паразитные элементы в структуре МОП-транзистора

На рис. 3 изображена схема современного MOSFET с вертикальной структурой. Принцип действия такого транзистора практически не отличается от горизонтальной структуры, приведенной выше. Также существуют области истока (n+), области канала (p+) и области стока (n+-подложка). Канал образуется в p+-области под слоем оксида затвора. На рис. 4 проиллюстрированы физические причины возникновения паразитных компонентов в n-канальном MOSFET. Паразитный полевой транзистор с переходом ограничивает ток при расширении обедненной области p— в область дрейфа по мере увеличения напряжения на стоке. Паразитный биполярный транзистор может привести к нежелательному открытию структуры и пробою. Сопротивление в цепи базы паразитного биполярного транзистора R_B должно быть минимизировано за счет правильного легирования и соответствующего расположения под областью истока. Также в структуре MOSFET имеют место несколько паразитных емкостей, как показано на рис. 4.

Рис. 3. Схема силового МОП-транзистора с вертикальной структурой и его символьное обозначение

Рис. 4. Паразитные компоненты в вертикальной структуре силового МОП-транзистора

Емкость CGS (С_ЗИ) образуется при перекрытии области истока и области канала поликремниевым затвором и не зависит от величины приложенного напряжения. CGD (С_ЗС) состоит из двух частей. Первая — это емкость между поликремниевым затвором и кремнием в области паразитного полевого транзистора. Вторая часть — емкость, связанная с обедненной областью непосредственно под затвором. Емкость С_ЗС является нелинейной функцией приложенного напряжения. CDS (С_СИ), связанная с емкостью внутреннего запертого p-n-перехода, изменяется обратно квадратному корню из напряжения сток-исток.

На данный момент существуют две основные разновидности MOSFET с вертикальной структурой, называемые обычно планарной и траншейной. Планарная схема была уже рассмотрена на рис. 3. Две вариации траншейной структуры представлены на рис. 5. Ячейки, выполненные по траншейной технологии, могут быть более плотно упакованы, однако такая структура сложнее в производстве, чем планарная.

Рис. 5. Силовой МОП-транзистор, выполненный по траншейной схеме:
а) поток электронов в V-образной структуре;
б) устройство усеченной V-образной структуры

Возможно, вам также будет интересно

При выборе силового ключа для конкретного применения необходимо учитывать ряд факторов, которые следует анализировать как для стационарного режима работы, так и для условий кратковременной перегрузки: блокирующая способность транзистора; нагрузочные токовые характеристики транзистора и антипараллельного диода при определенной частоте коммутации и заданных условиях охлаждения; требования по изоляции между базовой платой, силовыми терминалами и встроенными датчиками (в

Известно, что биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT — Insulated Gate Bipolar Transistor) обладают преимуществами легкого управления полевыми МОП-транзисторами и низкими потерями проводимости, характерными для биполярных транзисторов. На рис. 1 показана эквивалентная схема IGBT-транзистора. Традиционно IGBT используют в тех случаях, где необходимо работать с высокими токами и напряжениями. IGBT-транзисторы в настоящее время выпускают десятки производителей.

Epcos является производителем пассивных электронных компонентов: конденсаторов, дросселей, катушек индуктивности, фильтров, разрядников, ферритов и др. В статье предлагается краткий обзор характеристик недавно выпущенных компанией алюминиевых электролитических конденсаторов для различных видов монтажа. Данные устройства предназначены для применения в оборудовании, являющемся промежуточным звеном постоянного тока в преобразователях частоты, и для профессиональных источников питания с очень высокими пульсациями тока в нагрузке.

Похожие записи:

Как выставить зажигание с помощью стробоскопа? Сигнализация действия защиты и автоматики Подключение потолочного светильника со светодиодами Книги по ардуино Правильная пайка проводов паяльником Птф солярис